L'influenza della capacità del dispositivo e l'induttanza sulla risposta di frequenza dell'amplificatore Rf

dove R_]S] è l'impedenza sorgente e A_v[]] è il guadagno di tensione. La capacità di feedback moltiplicata per Miller domina tipicamente, impostando il −3 dB larghezza di banda.

L'induttanza di sorgente, ad esempio, crea uno zero a basse frequenze e un polo a frequenze più alte che può estendere la larghezza di banda se lo zero è correttamente posizionato. Tuttavia, l'induttanza incontrollata spesso degrada la velocità di roll-off, rendendola più ripida dell'ideale 20 dB/decennio.

Resonanza e Gain Peaking

Quando le reagizioni induttive e capacitive annullano a una frequenza specifica, si verifica una serie o risonanza parallela. Ad esempio, la combinazione di serie di induttanza del filo di legame (L) e il dispositivo’ la capacità di uscita (C) può risuonare, producendo un picco nella risposta di frequenza. Se il fattore Q è alto, questo picco può fornire utile guadagno alla frequenza di risonanza, ma anche restringe il feedback di picco oscillazione del fattore di oscillazione e di picco di picco di oscillazione82

Disturbo di fase e dispiegamento del gruppo

In amplificatori a banda larga (ad esempio per la modulazione del polso o digitale), la non linearità di fase porta alla variazione del ritardo del gruppo, distorcendo la forma d'onda del segnale. I pali dominati a condensazione causano la fase di lagging; gli zeri dominati di induttanza causano la fase di leader.

Preoccupazioni di stabilità

La reattività parassita può trasformare un amplificatore in un oscillatore. Il meccanismo più comune coinvolge la capacità Miller e un'impedenza di carico risonante: se il passaggio di fase intorno al loop di feedback raggiunge 180° ad una frequenza in cui il guadagno del loop supera l'unità, l'oscillazione è probabile.

Parassita del dispositivo di modellazione

La modellazione accurata è essenziale per prevedere la risposta di frequenza prima della fabbricazione. I simulatori come Keysight ADS, Cadence AWR o Open-source Qucs permettono agli ingegneri di includere elementi parassitari nei modelli transistor.

Circuiti Equivalenti di piccola dimensione

I modelli RF di dispositivi ampliano il semplice modello ibrido-π o lumped-element con induttori e condensatori parassitari espliciti.

• _]gs], C_gd, C[_]ds]
• L_g], L_][]], L[_]d[] (induttanze di cavo e piombo)
• R_g], R_][], R[_]d[ (perdite di prova nel cancello, fonte, scarico)
• Capacità di substrato e accoppiamento tra i perni di pacchetto

I parametri del modello sono estratti dalle misure di S-parametro e dalle tecniche di de-embedding.Per i progetti a banda larga, gli effetti distribuiti possono anche richiedere segmenti di linea di trasmissione.

Analisi del parametro

I parametri di scattering catturano direttamente l'amplificatore’ il comportamento a più frequenze. La perdita di rendimento di ingresso (S₁₁]]), il guadagno (S₂₁]]), l'isolamento (S_]12]], e la perdita di rendimento di uscita (S_]]

Per una visione più approfondita, gli ingegneri spesso tracciano i parametri S su un grafico Smith. L'impedenza induttiva appare come un arco in senso orario; l'impedenza capacitiva come arco in senso antiorario.

Tecniche di progettazione per gli effetti parassitari Mitigate

Diversi metodi collaudati aiutano gli ingegneri a ridurre l'impatto negativo della capacità del dispositivo e dell'induttanza sulla risposta di frequenza.

Ottimizzazione dei layout

La disposizione fisica dei componenti sul circuito stampato (PCB) o chip monolitico ha la più grande influenza su induttanza parassita e capacità.

• Le aree a ciclo di microsimizzazione. Ogni loop corrente (ad esempio, circuito di gate-source) dovrebbe essere il più piccolo possibile per ridurre l'induttanza.
• Le tracce corte e larghe. I tratti del dispositivo devono essere brevi e larghe quanto pratici. Una larghezza di traccia di almeno 0,020 pollici è comune per 50 & #937; microstrip.
• Maglie di via. Le molteplici vie collegate al piano terra riducono l'induttanza del percorso di ritorno del terreno.
• L'orientamento completo. Posizionare i condensatori di bypass il più vicino possibile ai perni del dispositivo; la loro induttanza di piombo può altrimenti negare l'effetto filtrante.

Neutralizzazione

La neutralizzazione annulla l'effetto della capacità di feedback (Miller) introducendo un segnale di espulsione di uguale magnitudo. Questo viene comunemente fatto negli amplificatori BJT utilizzando un piccolo condensatore collegato dalla base ad una tensione di collettore invertita (croci in coppie differenziali).

Fonte/Degenerazione dell'emettitore

Aggiungendo un piccolo induttore (o resistore) in serie con la sorgente o l'emettitore crea un feedback negativo che adula il guadagno e estende la larghezza di banda. La degenerazione induttiva produce uno zero che può compensare il polo di ingresso, fino a quando la frequenza inductor’ è ben risonante rispetto alla banda di funzionamento.

Reti di corrispondenza di impedenza

Le reti di corrispondenza trasformano le impedenze di sorgente e di carico a valori che interagiscono in modo ottimale con il dispositivo’s le impedenze di ingresso e di uscita. Una partita ben progettata può assorbire le reagizioni parassitarie negli elementi di rete. Ad esempio, un elemento di serie induttivo nella rete di corrispondenza può risuonare con il dispositivo’s capacità di uscita, presentando una pura resistenza alla frequenza centrale.

L'abbinamento a banda larga utilizza spesso scale L-C multistadio (ad esempio, Chebyshev o filtri maximally Flat) che si distinguono per la larghezza di banda. Il limite Bode-Fano definisce la larghezza di banda massima raggiungibile per una data corrispondenza e dispositivo Q.

Topologie comuni/base

In queste configurazioni, il cancello o la base è messa a terra in RF, eliminando l'effetto Miller perché la capacità di feedback vede un terminale a terra AC. L'amplificatore a porta comune ha un'elevata impedenza di ingresso dominata dall'induttanza e può raggiungere una larghezza di banda larga con una corretta terminazione.

Risposta di frequenza delle fasi di amplificazione pratica

Per illustrare i concetti, prendere in considerazione due fasi comuni dell'amplificatore RF e il ruolo della reattività parassita.

Amplificatore FET comune

[LT] [FLT]] [[L]] [[L]]] [[Ll]]]] [[Ll]]]] [[L'input] [[L]]] [[L'input] [[L'input]] [[L]]] [[L'input] [[L]]] [[L'incorporazione]]] [[L'inferire]]]] [[[[[[L'inferire]]]]]]]]]]] [[[[[[[[[L'in]]]]]]]]]]]]]]]]]]][[[[[[[[[[[[[[[[[[[[L'in]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]]][[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[[

Amplificatore Cascode

La coppia cascode (fonte comune seguita da porta comune) riduce drasticamente l'effetto Miller perché la fase a porta comune presenta una bassa impedenza allo scarico dell'ingresso FET, minimizzando l'oscillazione di tensione attraverso C_gd[]]. Questo spinge il polo di ingresso ad una frequenza molto più alta. La penalità è aumentata induttanza di uscita dal dispositivo extra e interstage ampiamente usato.

Misurazione e simulazione dell'influenza parassita

Gli analizzatori di rete vettoriali (VNA) con standard di calibrazione (SOLT o TRL) sono utilizzati per misurare i parametri S del dispositivo nudo in un dispositivo di prova. L'apparecchio & n. 8217; i propri parassiti (aperto, breve, attraverso) devono essere sottratti utilizzando substrati di calibrazione dedicati.

La riflettorimetria temporale (TDR) può identificare la posizione e la grandezza delle discontinuità induttive lungo i percorsi di segnale. Per i disegni monolitici, la simulazione elettromagnetica (ad esempio, con HFSS o Momentum) fornisce una precisa previsione di interconnessioni e accoppiamento substrato prima della fabbricazione.

Gli ingegneri dovrebbero sempre verificare la risposta di frequenza simulata contro la misurazione, poiché i parassiti sono altamente dipendenti dalle tolleranze di montaggio, dalla forma del filo di legame e dalle proprietà dei materiali PCB. Per ulteriori informazioni, l'analisi [Microwaves101 della capacità parassita[] fornisce una panoramica pratica e Analog Devices’