Влияние потерь диэлектрика на измерения параметров S при микроволновых частотах

Введение

Точная характеристика микроволновых компонентов, схем и систем зависит от точного измерения параметров рассеяния, или S-параметров. Эти параметры описывают, как энергия распространяется через сеть, соотнося падающие, отраженные и передаваемые волны напряжения в портах сети. В стандартном измерении векторного анализатора сети (VNA) инженеры предполагают, что тестируемое устройство (DUT) является линейным и инвариантным по времени, и что измеренные S-параметры отражают внутреннее поведение устройства. Однако реальные измерения всегда включают паразитные эффекты. Среди наиболее распространенных и часто недооцениваемых влияний - диэлектрические потери в материалах, которые образуют DUT, его межсоединения и измерительные приборы.

Диэлектрические потери относятся к энергии, рассеиваемой в виде тепла в изоляционном материале при воздействии изменяющегося во времени электрического поля. На микроволновых частотах эти потери могут искажать показания S-параметра тонким, но значительным образом, что приводит дизайнеров и инженеров-испытателей к неверным выводам о производительности устройства, эффективности и соответствию импедансу. В этой статье рассматриваются физические механизмы, лежащие в основе диэлектрических потерь, как они проявляются в измерениях S-параметра, и стратегии смягчения их влияния на этапах проектирования и испытаний. Понимание этих эффектов имеет решающее значение для любого, кто работает на высокочастотных схемах, от связи 5G до автомобильных радаров и спутниковых систем.

Основы S-параметров и диэлектрических потерь

Параметры рассеяния в ямке

S-параметры обеспечивают всестороннее описание сети N-порта в частотной области. Для двухпортового устройства коэффициенты отражения S11 и S22 указывают, сколько энергии возвращается к источнику из входных и выходных портов соответственно, в то время как коэффициенты передачи S21 и S12 представляют собой прямой и обратный коэффициент усиления или потери. Эти соотношения определяются со всеми портами, завершёнными в эталонном импедансе, обычно 50 Ом. Поскольку они являются векторными величинами, их величина и фаза несут существенную информацию о несоответствии импеданса, изоляции, потере вставки и групповой задержке.

Точность измерения зависит от VNA и его процедуры калибровки, изолирующей DUT от систематических ошибок, вносимых кабелями, разъемами и внутренними несовершенствами приборов. Даже при высококачественной калибровке свойства материала DUT и межсоединений могут вводить непредсказуемые механизмы потерь, не полностью удаленные традиционными моделями коррекции ошибок. Справочная плоскость калибровки обычно находится в соединителях испытательного порта, но любая линия передачи или крепление между этой плоскостью и DUT вносит свой собственный убыток, как проводящий, так и диэлектрический. На практике эталонная плоскость может смещаться из-за физических разрывов, что затрудняет отделение поведения DUT от эффектов крепления.

Сложная дозволенность и потеря тангента

Электрическое поведение диэлектрического материала описывается его сложной относительной проницаемостью:

ε_r = ε_r′ − j ε_r»

Реальная часть ε_r' представляет способность материала хранить электрическую энергию, в то время как мнимая часть ε_r'' учитывает диссипативные потери.

tan δ = ε_r» / ε_r

Низкая тангенс потерь указывает на то, что диэлектрик преобразует очень мало энергии в тепло. Для сравнения, при 10 ГГц стандартная подложка FR-4 демонстрирует tan δ около 0,02 до 0,03, в то время как низкопотери Rogers RO4350B могут иметь tan δ примерно 0,0037. Высокопроизводительная керамика и материалы на основе тефлона толкают это значение ниже 0,001. Эти, казалось бы, небольшие числа оказывают глубокое влияние на производительность микроволновой цепи, поскольку постоянная затухания линии передачи прямо пропорциональна тангенсу потерь. Кроме того, сложная проницаемость изменяется с частотой: материалы на водной основе показывают сильный пик релаксации около 20 ГГц, в то время как многие инженерные диэлектрики поддерживают почти плоский tan δ на несколько гигагерц. Температура также влияет как на ε_r, так и на tan δ; например, некоторые керамические заполненные PTFE ламинаты показывают 20% увеличение tan δ от

Физическое происхождение диэлектрической потери

Диэлектрические потери возникают из нескольких микроскопических явлений. Диполярное расслабление доминирует в полярных материалах: при применении переменного поля постоянные диполи пытаются выровняться с полем, но их инерция и вязкие силы внутри материала вызывают фазовое отставание, приводящее к рассеиванию энергии.Ионная проводимость, хотя и более заметна на более низких частотах, вносит частотно-зависимый термин проводимости. Межфазная или пространственно-зарядная поляризация добавляет потери на гетерогенных границах, таких как между смолой и стеклом плетение в ламинатах ПХБ. На микроволновых частотах сетевой эффект является частотно-зависимым тангенсом потерь, который часто увеличивается с частотой, хотя во многих практических материалах тан δ остаётся относительно плоским по всей интересующей полосе.

Механизмы влияния диэлектрических потерь на S-параметры

Затухание и потеря вставки

Наиболее прямое воздействие диэлектрических потерь проявляется в потерях при вставке, обычно количественно определяемых величиной S21. В однородной линии передачи длиной L общая константа затухания α состоит из потерь проводника α_c и диэлектрических потерь α_d. Диэлектрическое затухание для линии микрополосы может быть аппроксимировано:

α_d ≈ π f tan δ √(ε_]eff/(c √_r)

где ff_effeffccd повышается линейно, постепенно ухудшая величину S21. Конструкция, которая, по-видимому, имеет приемлемую потерю вставки при 2 ГГц, может не соответствовать спецификациям при 26 ГГц, если диэлектрические потери подложки не учитываются должным образом. Это избыточное затухание может быть ошибочно отнесено к шероховатости проводника или плохим пайковым соединениям, что приводит к длительным циклам отладки. Например, 10-сантиметровая линия микрополосы на FR-4 может проявлять 0,5 дБ потери при 1 ГГц, но более 4 дБ при 10 ГГц, в то время как та же линия на материале с низкими потерями показывает менее 1 дБ при 10 ГГц. В приложениях с высокой мощностью диэлектрический нагр

Изменение коэффициента отражения

Диэлектрические потери также влияют на коэффициенты отражения S11 и S22, хотя и через более косвенный механизм. Характеристическое импеданс Z₀ линии передачи зависит от проницаемости диэлектрика.0 часто предполагается чисто реальным, хотя присутствие значительной мнимой части в ε_r вносит небольшой сложный компонент в импеданс характеристики.r' из-за неоднородности материала или температурных градиентов изменяет Z₀, создавая локальные несоответствия импеданса, которые увеличивают потерю возврата.] При измерении VNA S11, увеличенное отражение может интерпретироваться как неисправность в разъеме или плохо спроектированной соответствующей сети, тогда как первопричина пространственно изменяющихся диэлектрических свойств подложки.[[FLT:

Скорость фазы и групповое искажение

Реальная часть эффективной проницаемости определяет фазовую скорость v_p = c/ √[ε _{и, следовательно, электрическую длину пути передачи.}, в то время как первичный эффект диэлектрических потерь — затухание, частотная зависимость ε_r’ — из-за отношений Крамера — Кронига, связывающих реальные и воображаемые части, — означает, что любое изменение профиля потерь сопровождается изменением реальной проницаемости. Поэтому убыточный материал может проявлять нелинейный фазовый отклик, сдвигая фазовый угол S21 неожиданным образом. Для приложений, таких как фазовые антенны или высокоскоростные цифровые межсоединения, это фазовое искажение приводит к ошибкам в управлении лучом или временных колебаниях, явления, которые трудно диагностировать без разделения проводника и диэлектрического вклада. Группа задержек изменения нескольких пикосекунд по полосе пропускания из-за диэлектрической дисперсии

Импедансная трансформация и сцепление

В распределенных элементах, таких как спариватели, фильтры и совпадающие заглушки, электрическая длина и характеристическое импеданс каждого участка тщательно вычисляются. Диэлектрические потери изменяют эти параметры немного, но достаточно, чтобы сместить центральную частоту фильтра полосового прохода или ухудшить направленность спаривателя. Когда измеряются S-параметры, реакция может проявлять перекошенную полосу пропускания, уменьшенный отказ или сдвинутые частоты нулей, ни один из которых не предсказывается идеальной симуляцией без потерь. Инженеры, которые не включают реалистичную модель потерь в симуляции, столкнутся с загадочными расхождениями между симулированными и измеренными данными. Для четырехступенчатого спаренного фильтра, касательный потерь 0,01 может сместить полосу пропускания на 2-3% и уменьшить отказ из полосы на 5 дБ по сравнению с моделью без потерь. В направленных спаривателях увеличение диэлектрических потерь уменьшает направленность, поглощая связанную мощность, делая изоляцию хуже, чем фактическая конструкция.

Практические последствия микроволновых измерений

Загадка субстрата PCB

Значительная часть микроволновых схем построена на печатных платах (PCB), и выбор подложки напрямую влияет на качество измерений. FR-4 недорог, но демонстрирует высокие диэлектрические потери выше 1 ГГц и плохо контролируемые ε_r', которые варьируются от партии к партии. Когда на FR-4 изготавливается фильтр для микрополосы, как потеря вставки, так и центральная частота могут заметно отклоняться от конструкции. Измеренный S21 показывает закругленную полосу пропускания с более высокой потерей вставки, а S11 может указывать на резонансный сдвиг. Модернизация до микроволнового ламината, такого как серия Rogers RO4000, Isola Astra или Taconic RF-35, резко снижает эти артефакты. Выбор подходящего ламината является одним из наиболее эффективных шагов, которые инженер может предпринять для согласования измеренных данных с моделированием. Многие производители предоставляют данные характеристик для своих материалов до 110 ГГц, что позволяет точно симуляцию. Однако

Влияние соединителей и интерконнекторов

Коаксиальные соединители, адаптеры и испытательные кабели содержат диэлектрические изоляторы, такие как PTFE или полиэтилен. Хотя эти материалы имеют малый коэффициент потери, они не являются без потерь. В длинном испытательном кабеле или изношенном адаптере диэлектрические потери могут накапливаться и появляться в качестве дополнительного наклона затухания, ошибочно приписываемого DUT. Чистая калибровка с использованием высококачественных стандартов может исправить для некоторых из этого эффекта, но если диэлектрические свойства стандартов калибровки отличаются от испытательной установки, остаточные ошибки остаются. Например, 3-метровый испытательный кабель с диэлектриком PTFE может добавить 1,5 дБ потери при 40 ГГц; если стандарты калибровки находятся на другом диэлектрике, эта потеря не полностью удалена. Кроме того, изменения температуры в испытательной среде изменяют диэлектрические свойства кабеля, вызывая дрейф в измеренных S-параметрах в течение нескольких часов испытаний.

Измерения на поверхности и на испытательной станции

Измерения на поверхности S-параметра монолитных микроволновых интегральных схем (MMIC) представляют уникальные проблемы с диэлектрическими потерями. Полупроводниковая подложка (кремний, арсенид галлия или карбид кремния) имеет свой собственный тангенс потерь, а накладные диэлектрические слои, используемые для пассивации или металл-изолятор-металл (MIM) конденсаторы вводят дополнительные потери. При зондировании устройства с зондами наземного сигнала-земли (GSG) диэлектрические потери в тонкопленочной подложке могут по-разному влиять на калибровочные структуры и DUT. Расширенные методы калибровки, такие как TRL (через отражающую линию), предназначены для условий на поверхности пластины, но все же предполагают, что диэлектрические свойства стандартов линии идентичны DUT. Для кремниевых схем, низкорезистивные подложки, обычно используемые в процессах CMOS, добавляют значительные потери, которые должны быть тщательно деэмблированны. Примечание